Устройствата за преобразуване на честота включват всяка верига, в която честотата на сигнала на изхода не е равна на неговата входна честота. Такива устройства за промяна на честотата на сигнала използват различни нелинейни елементи. Много често полупроводниковите диоди действат като тези елементи. различни видове. Използването на диоди е особено популярно в схеми с малък сигнал, където се поставят високи изисквания към параметрите на шума и параметрите на чувствителността на преобразувателите. Диодните честотни преобразуватели включват предимно смесители, както и различни честотни умножители и делители, както и някои видове автодинни преобразуватели. Най-разпространениполучени смесители и честотни умножители, които са обсъдени по-долу.

Кранове- това са устройства за преобразуване на честота, които, имайки два сигнала на входа, формират на изхода сигнал с честота, която зависи строго (обикновено равна на сумата или разликата) от честотите на входните сигнали.

Работата на смесителя се основава на взаимната модулация на две трептения на нелинеен (преобразуващ) елемент. Ако характеристиката на директно предаване на нелинеен елемент е квадратична (описана с уравнението \(I ​​= b U^2\)), тогава когато две трептения с честоти \(\omega_1\), \(\omega_2\) и амплитуди \ (U_1) се прилагат към нелинейния елемент \), \ (U_2 \) токът през него ще бъде равен на:

\(b (\left(U_1 \sin(\left(\omega_1 t \right)) + U_2 \sin( \left(\omega_2 t \right) ) \right))^2 = \cfrac(b)(2 ) \left(U_1^2 + U_2^2 \right) - \cfrac(b U_1^2)(2) \cos( \left(2 \omega_1 t \right)) - \)

\(- \cfrac(b U_2^2)(2) \cos( \left(2 \omega_2 t \right)) + b U_1 U_2 \cos( \left(\left(\omega_1 - \omega_2 \right) t \right) ) - b U_1 U_2 \cos( \left(\left(\omega_1 + \omega_2 \right) t \right))\).

Тези. в тока на нелинеен елемент ще има флуктуации на т.нар. комбинирани честоти: \(\omega_1 - \omega_2\) и \(\omega_1 + \omega_2\). Едно от комбинираните честотни колебания е полезно и може да бъде изолирано от селективното натоварване на смесителя. Всички други компоненти, присъстващи в изходния сигнал, пречат.

Като нелинеен елемент на смесителя могат да действат: полупроводникови диоди, полеви и биполярни транзистори в някои превключващи вериги, комбинирани вериги.

Диодни смесители характеризиращ се с ниско ниво на шум, висока надеждност, нисък входен импеданс за напрежението на локалния осцилатор, нисък коефициент на предаване на напрежение (0,3 ... 0,5) и мощност (0,1 ... 0,3), може да работи при по-високи честоти от транзисторните смесители. В диодните смесители е желателно да се използват високочестотни силициеви диоди с голямо съотношение на обратни и предни съпротивления и нисък капацитет на прехода (например KD503) и дори по-добри диоди с бариера на Шотки, характеризиращи се с ниско ниво на шум ( например тип KD419), обърнати диоди. Специални смесителни диоди са предназначени за използване в микровълновия диапазон. За смесители, в които трябва да се използват няколко диода с възможно най-близки параметри, двойки и четворки диоди, както и диодни възли, се произвеждат по определен начин.

Най-простата схема на смесител с един диод е показана на фиг. 3.6-21.

Ориз. 3.6-21. Схема на прост смесител на един диод

Нелинейните свойства на полупроводников диод не могат да бъдат изразени чрез проста квадратична връзка, както е показано по-горе. В общия случай, апроксимирайки CVC на диода чрез серия на Тейлър, получаваме следната зависимост:

\(I_d = I_0 + aU_d + bU_d^2 + c U_d^3 + ... \)

Като се има предвид, че сумата от напреженията на сигнала и локалния осцилатор се прилага към диода ), след заместване получаваме следния израз за тока на диода:

\(I_d = I_0 + a U_c \sin(\left(\omega_c t \right)) + a U_r \sin(\left(\omega_r t \right)) - \cfrac(b U_c^2)(2) \ cos(\left(2 \omega_c t \right)) - \)

\(- \cfrac(b U_r^2)(2) \cos(\left(2 \omega_r t \right)) + b U_c U_r \cos(\left(\left(\omega_r - \omega_c \right) t \right)) - b U_c U_r \cos(\left(\left(\omega_c + \omega_r \right) t \right)) + ... \).

Може да се види, че натоварването на миксера ще съдържа компоненти с честотата на входния сигнал и сигнала на локалния осцилатор, както и множество хармоници и комбинирани честотни сигнали (те включват всички сигнали с честоти: \(m \omega_c \pm n \ omega_r\), където \( m\) и \(n = 0, 1, 2, 3, ...\)). Сред тях компонентите със сигнални и локални осцилаторни честоти и техните хармоници са особено вредни.

Ориз. 3.6-22. Схеми на балансирани смесители с синфазно (а) и противофазно (б) захранване на локално осцилаторно напрежение

Ориз. 3.6-23. Схема на пръстеновиден балансиран смесител

баланс миксер (фиг. 3.6-22а) съдържа два диода, които са свързани така, че техните токове протичат в първичната намотка на изходния трансформатор в противоположни посоки. В този случай синфазните компоненти на магнитния поток се компенсират взаимно и се добавят противофазните компоненти. Напрежението на локалния осцилатор се прилага към диодите във фаза, а напрежението на сигнала е противофазно. Тоест сумата от напреженията на сигнала и локалния осцилатор \(U_(d1)(t) \u003d U_g (t) + U_c(t)\) се прилага към първия смесителен диод и тяхната разлика \( U_(d2) ( t) \u003d U_g (t) - U_c (t)\). Резултатен ток в първичната намотка на изходния трансформатор:

\(I_\Sigma = I_(d1) - I_(d2) \приблизително 2 a U_c \sin(\left(\omega_c t \right)) + 2b U_c U_r \cos(\left(\left(\omega_r - \ omega_с \right) t \right)) - \)

\(-2b U_c U_r \cos(\left(\left(\omega_c + \omega_r \right) t \right)) + ... \).

От представената формула се вижда, че компонентите на токовете с честотата на локалния осцилатор са взаимно компенсирани и шумът на локалния осцилатор не влиза в изхода на смесителя. След извършване на подобни изчисления за токове във входния трансформатор, може да се види, че балансиран миксер може значително да намали мощността на локалния осцилатор, изтичащ в етапа, който го предхожда (например в антената на приемника).

Схемата на миксера на фиг. 3.6-22(b) не се различава фундаментално от схемата на фиг. 3.6-22(а). Единствената разлика е, че напрежението на локалния осцилатор се прилага към диодите в противофаза, а напрежението на сигнала е във фаза. Въпреки това, поради насрещното свързване на диодите, в тази схема се запазват същите фазови отношения и същите свойства, както в балансирания смесител съгласно схемата на фиг. 3.6-22(а). Изходният съгласуващ трансформатор \ (Tr2 \) може да бъде заменен с конвенционален RF дросел (свързан между изхода и земята) с реактивно съпротивление на междинната честота, равно на необходимия изходен импеданс на смесителя, и в най-простите схеми с ниско качество, с конвенционален резистор. Допълнителна характеристика на тази схема е еквивалентността (функционалната идентичност) на сигналния вход \(U_с\) и изхода \(U_(IF)\), които могат свободно да се сменят, като режимът на работа на миксера остава непроменен.

Двойна(или пръстеновиден) балансиран миксер (Фиг. 3.6-23) има допълнителното предимство на висока селективност спрямо предния канал. Това може лесно да се провери чрез намиране на резултантния ток на първичната намотка на изходния трансформатор, по същия начин, както беше направено за конвенционален балансиран смесител:

\(I_\Sigma \приблизително 4b U_c U_r \cos(\left(\left(\omega_r - \omega_c \right) t \right)) + ... \).

Тук, за разлика от балансирания миксер, няма компонент с честотата на сигнала. По този начин, поради симетрията на трансформаторите и диодите, използвани във веригата, се осигурява вътрешно взаимно разединяване на сигналните входове, локалния осцилатор и изхода на смесителя.

В допълнение към конструктивната схема миксерите обикновено се класифицират според нивото на мощността на сигнала на локалния осцилатор, подаван към миксера. Приета е следната класификация:

Раздел. 3.6-1. Класификация на миксера

Ниво на качество на миксера	\(P_G\)
много ниско
много висок

С увеличаване на мощността на локалния осцилатор режимът на работа на смесителните диоди се променя донякъде. Смесителите с много ниско и ниско ниво (често наричани „смесители със стандартно ниво на мощност“) се характеризират с т.нар. квадратичен режим, и за смесители със средно, високо и много високо ниво - режим на превключване. Работата в квадратен режим се характеризира с по-ниски странични продукти на преобразуване на изхода и сравнително малко усилване на миксера, работата в режим на превключване се характеризира с по-нисък шум и по-широк диапазон от странични продукти.

Квадратният режим се използва в миксери за битови радиоапарати, прости измервателни уреди и др. Оптималното напрежение на локалния осцилатор за квадратична работа е 0,1 ... 0,3 V (за пръстен миксер без входен трансформатор, малко повече). В този режим линейната трансформация се поддържа до амплитуди на сигнала, равни на 0,1 от амплитудата на напрежението на локалния осцилатор. На фиг. 3.6-24 ... 3.6-26 показва няколко диаграми на прости диодни миксери за домашни радиостанции.

При висококачествено оборудване и широколентови канали се използват само смесители със средно, високо и много високо ниво. Тези миксери имат схеми, подобни на вече разгледаните. Вместо резонансни вериги на входовете и изходите, те обикновено използват широколентови трансформатори на феритни пръстени. За да се оптимизират параметрите на миксера и да се получи максимално усилване, се вземат специални мерки за съгласуване на входовете на миксера с изходите на етапа на предусилвателя и локалния осцилатор, както и на изхода на миксера. Диодите с бариера на Шотки са станали почти стандартни в такива миксери, които осигуряват увеличен динамичен диапазон на миксера и нисък собствен шум.

Ориз. 3.6-24. Най-простият балансиран миксер за домакинско радио

Ориз. 3.6-25. Балансиран миксер за домашно радио (вариант 2)

Ориз. 3.6-26. Пръстен балансиран изместител за домашно радио

На фиг. 3.6-27 показва балансирани и пръстеновидно балансирани смесителни вериги за сигнали със средна мощност и техните сравнителни характеристики. Представените миксери работят на честоти от 30 ... 300 MHz, с използването на подходящи диоди и някои промени в данните за намотките на трансформаторите, те могат да се използват и на други честоти.

Ориз. 3.6-27. Балансирани и пръстеновидно балансирани смесители със средна мощност и техните параметри

Смесителите с висока мощност се различават от пръстеновидния балансиран смесител със средно ниво, описан по-горе, само по това, че всяко рамо на смесителния пръстен се формира не от един, а от два диода на Шотки, свързани последователно, както е показано на фиг. 3.6-28.

Ориз. 3.6-28. Пръстен балансирана миксерна верига за сигнали с висока мощност

При миксери с много висока мощност всеки диод в пръстена е свързан последователно с резистор и кондензатор, свързани паралелно (Фигура 3.6-29). Капацитетът на кондензатора е избран така, че реактивното му съпротивление при най-ниската честота на работния диапазон да е \(\le 50 (Ohm)\). На фиг. 3.6-30 показва друга схема на смесител за сигнали с ултра висока мощност. Има разширен динамичен диапазон. Висока ефективност се постига чрез паралелно свързване на два смесителни пръстена и използване на модифициран балансиращ трансформатор. Стойността на кондензаторите в тази схема е избрана така, че тяхното съпротивление при минимална работна честота да е 25 ома.

Ориз. 3.6-29. Диаграма на пръстеновиден балансиран миксер за ултрависокомощни сигнали

Ориз. 3.6-30. Пръстенообразна балансирана миксерна верига с висок динамичен обхват за сигнали със свръхвисока мощност

Има още по-сложни диодни смесителни вериги, предназначени да обработват сигнали с ултра висока мощност. Пример е т.нар. “ двоен миксер”, който е изграден на базата на два клона на пръстеновидни балансирани смесители и вериги за фазово съгласуване.

Като цяло, когато проектирате широколентови диодни миксери, трябва да се спазва следният набор от правила:

• сигналът IF трябва да бъде взет от същия трансформатор, към който се подава полученият сигнал, сигналът на локалния осцилатор се подава към друг трансформатор на смесителя (това е важно, за да се предотврати проникването на сигнала на локалния осцилатор в пътя IF);
• е необходимо да се осигури най-пълното електрическо съвпадение (фазов и амплитуден баланс) на използваните диоди и трансформатори, за това е необходимо: избор на копия на диоди със същите параметри (има специални диоди, съвпадащи по двойки и четворки в производствения процес), както и идентичността на конструкцията на намотките на трансформатора;
• трябва да се обърне специално внимание на съгласуването на импеданса на изхода на IF, към който е свързан специален филтър-диплексор, използван като товар на смесителя и филтриращ ненужния огледален компонент;
• сигналът на локалния осцилатор трябва да се подава към миксера след усилване в линеен широколентов усилвател на мощност;
• по време на монтажа трансформаторите и квадратните елементи трябва да бъдат разположени строго симетрично и свързани с еднакви проводници с минимална дължина.

Всички миксери, описани по-горе, са проектирани да приемат IF сигнали с честота, равна на сумата или разликата на честотата на оригиналния RF сигнал и сигнала на локалния осцилатор. Както е показано по-горе, изходът на миксера също съдържа компоненти с други комбинирани честоти, но техните амплитуди са твърде малки, което прави преобразуването към такива честоти напълно неефективно. Това ограничение, като правило, не пречи на изграждането на висококачествени схеми с всякаква сложност и е напълно компенсирано висока производителностбалансирани и пръстеновидно балансирани смесители, описани по-горе.

Има обаче доста тясна група устройства, при които възможността за преобразуване по различен закон може да бъде полезна. Пример за това е широко разпространената в аматьорството комуникационна техника приемници за директно преобразуване. Простотата и ниската цена на конструкцията, високата чувствителност и селективност ги правят много удобни за използване в тази област. В такива приемници висококачественият миксер е най-важният възел на веригата и неговите характеристики определят всички основни характеристики на приемника като цяло. Разбира се, използването на пръстеновиден балансиран миксер (например, съгласно схемата на фиг. 3.6-29) със сигурност ви позволява да постигнете много висока производителност, но прецизното му балансиране в широк честотен диапазон в аматьорски условия е доста трудно поради влиянието на много, често необясними фактори (качествени радиочестотни трансформатори и екраниране, капацитет на компонентите и др.). Лошо настроен миксер значително влошава параметрите на приемника - сигналът на локалния осцилатор изтича в антената, а сигналите на мощни станции се откриват директно в миксера. Решението на този проблем е използването на специален тип смесители, при които преобразуването се извършва не към сумарна или разностна честота, а към една от комбинираните честоти от по-висок порядък.

За изграждането на такива смесители е необходимо да се използват нелинейни елементи с характеристика ток-напрежение, различна от тази на конвенционалните смесителни диоди (както е показано по-горе, тази характеристика е близка до квадратичната). Оказа се, че двойка силициеви диоди от същия тип, свързани антипаралелно, напълно отговаря на това условие (фиг. 3.6-31). Характеристиката ток-напрежение на тази двойка може да бъде приблизително описана чрез уравнението на кубичната парабола:

\(I_d = aU_d + bU_d^3 \).

Ориз. 3.6-31. Антипаралелно свързване на диоди и характеристика ток-напрежение на такъв възел

Ако извършим математически анализ на работата на разглеждания нелинеен елемент (същия, както беше направено в началото на този раздел за един диод), когато два сигнала с честоти \(\omega_r\) и \(\omega_c\\ ) се прилагат към него, тогава се оказва, че в получения ток ще преобладават компоненти с комбинирани честоти, равни на \(2 \omega_g \pm \omega_c\) .

По този начин, смесител, изграден върху антипаралелна двойка диоди , когато се прилага в приемника, директното преобразуване ще изисква честотата на сигнала на локалния осцилатор да бъде половината от честотата на входния сигнал. В този случай сигналът на локалния осцилатор, изтичащ във входните вериги, ще бъде значително отслабен от входната верига (веригата е настроена на честотата на сигнала, а не на честотата на локалния осцилатор). Благодарение на симетрията на характеристиките на нелинейния елемент, ефектът от директното детектиране на мощни сигнали също е напълно елиминиран (при условие, че използваните диоди са идентични).

Примери за две схеми на най-простите миксери, изградени съгласно разглеждания принцип, са показани на фиг. 3.6-32, 3.6-33. Настройката на такива смесители е изключително проста и се свежда до избор на диоди с подобни характеристики и съгласуване на входния и изходния импеданс. Ако е необходимо да се постигнат по-добри параметри (представените схеми се характеризират с известна загуба на мощност в комуникационната верига с локалния осцилатор и наличието на доста голям брой комбинирани компоненти на изхода), всички същите решения, които бяха разгледани за могат да се използват конвенционални диодни смесители. Например в диаграмата на фиг. 3.6‑34 се прилага включване по балансирана схема.

Ориз. 3.6-32. Най-простият миксер на антипаралелна диодна двойка (вариант 1)

Ориз. 3.6-33. Най-простият миксер на антипаралелна диодна двойка (вариант 2)

Ориз. 3.6-34. Балансиран смесител на антипаралелни диодни двойки

В заключение трябва да се отбележи, че обхватът на смесителите, базирани на елементи с "кубична" характеристика, не се ограничава до приемници за директно преобразуване. Могат да се използват в предавателни модулатори, суперхетеродинни приемници с висока входна честота и др.

Поради тяхната простота, висока чувствителност и селективност, добра надеждност, приемниците и трансивърите с директно преобразуване са популярни сред радиолюбителите. Но не винаги в устройството, дори направено по добре установена схема, възможностите и параметрите, присъщи на него, са реализирани от самото начало.

В резултат на многогодишна работа от автора на статията на тази група комуникационно оборудване се оказа, че нискочестотните възли (главно басови усилватели) остават работещи, когато захранващото напрежение падне до 2 ... 6 V (при номинална стойност от 9 ... 12 V). В същото време тяхната печалба, като правило, намалява.

Основната причина за незадоволителна работа на приемниците и трансивърите с директно преобразуване е неоптималната работа на смесителя. Високите параметри се постигат само при внимателен подбор на хетеродинното високочестотно напрежение върху диодите на смесителя. Трябва да бъде в рамките на 0,6 ... 0,75 V на силициеви диоди и 0,15 ... 0,25 - на германий. При по-ниски напрежения на локалния осцилатор усилването на миксера намалява. Намалява и при високи напрежения, тъй като диодите са отворени почти през цялото време. Това увеличава шума на миксера.

Стабилността на честотата и амплитудата на напрежението, подавано към миксера от локалния осцилатор (особено на HF аматьорските ленти), до голяма степен зависи от стабилността на захранващото напрежение.

В почти всички схеми, дадени в литературата, липсва схема за регулиране на хетеродинното напрежение върху диодите на смесителя. Препоръчително е да изберете свързващ кондензатор на локален осцилатор със смесител или да промените броя на завъртанията на свързващата бобина. Но този процес отнема много време и освен това не дава увереност, че устройството е настроено правилно.

Недостатъкът на този метод е също, че в процеса на установяване е необходимо да изключите приемника (трансивъра) и да запоите кондензатора или да пренавиете намотката. Но през това време любителската станция, чийто обем на приемане се настройва, често спира да работи и следователно е невъзможно да се знае дали чувствителността на регулираното устройство се увеличава или намалява. По-целесъобразно е да се извърши настройка според сигналите на "слаба" станция по време на стабилно преминаване на радиовълни, т.е. когато няма забележими колебания в нивото на приемания сигнал.

Поради липсата на необходимите измервателни уреди, приемниците и трансивърите с директно преобразуване често се настройват „на слух“, което не е най-добрият начин да се отрази на техните параметри.

Фиг. 1

На фиг. 1 показва диаграма на сонда за волтметър, модифицирана в съответствие с препоръките, дадени в. Позволява ви да измервате доста точно напрежението на локалния осцилатор директно върху диодите на миксера.

Обмисли прости начиникорекции и подобрения на приемници и приемо-предаватели на директно преобразуване, които позволяват елиминиране на горните недостатъци в дизайна.

Фигура 2

На първо място, при финализирането е необходимо да се въведе схема за стабилизиране на захранващото напрежение на локалния осцилатор. Веригата на стабилизатора е показана на фиг. 2. Zener диод VD1 се избира със стабилизиращо напрежение 1,5 ... 2 пъти по-малко от номиналното захранващо напрежение на приемника (трансивъра). Резисторът R 1 задава оптималния ток през ценеровия диод. Съпротивлението на резистора R1 трябва да бъде такова, че токът на стабилизиране на ценеровия диод VD1 да не надвишава максимално допустимата стойност. Кондензатор C1 намалява "изтичането" на шум от ценеров диод, което води до намалена шумова модулация на напрежението на локалния осцилатор и намален общ шум на приемника.

Удобно е да промените RF напрежението на диодите на смесителя с настройващ неиндуктивен резистор, свързан паралелно или последователно със съединителната бобина (съответно R1 на фиг. 3 и 4).

В последния случай можете да използвате както трансформатор (фиг. 4, а) връзка на локалния осцилатор със смесителя, така и автотрансформатор (фиг. 4.6). При по-прецизно регулиране на напрежението на локалния осцилатор (например при получаване на сигнали от трудни за чуване станции "на ухо") RF волтметърът се изключва.

Трябва да се отбележи, че ако се приложат горните подобрения, броят на завъртанията на съединителните бобини трябва да бъде леко увеличен, тъй като въвеждането на настройващ резистор намалява изходното напрежение на локалния осцилатор. Това важи особено за варианта, чиято схема е показана на фиг.3. Заедно броят на завъртанията на съединителната намотка, съпротивлението на резистора R1 и капацитетът на кондензатора C2 трябва да бъдат такива, че напрежението на силициевите диоди на смесителя да може да се регулира от 0 до 1,2 ... 2 V, на германий - от 0 до 0,5 ... 1 V. В този случай оптималното напрежение се постига приблизително в средното положение на плъзгача на резистора R1.

Можете да регулирате изходното напрежение на локалния осцилатор чрез промяна на захранващото напрежение, както е направено например в [3]. Това обаче е подходящо само при честоти до 3...4 MHz. При по-високи честоти (над 7 MHz) такава настройка може да доведе до значително изместване на честотата на локалния осцилатор.

На фиг. 5 е показана схема на локален осцилатор с буферен възел, в който е въведена верига за регулиране на изходното напрежение. При повтаряне трябва да се има предвид, че емитерният повторител не осигурява усилване на напрежението и следователно високочестотното напрежение на свързващата бобина трябва да бъде два пъти по-високо. отколкото е необходимо за нормална работа на миксера.

В радиолюбителската практика най-широко приложение намират диодните балансирани смесители. Основните им предимства са простотата на дизайна и конфигурацията, липсата на високочестотно превключване при превключване от приемане към предаване. Много по-рядко се използват балансирани миксери на полеви и биполярни транзистори.

В простите балансирани диодни миксери напрежението на локалния осцилатор и някои странични продукти на изходното преобразуване могат да бъдат потиснати с 35 dB или повече. Но такива резултати се постигат само в една посока: в тази, в която миксерът е балансиран. В авторския дизайн на трансивъра миксерът е балансиран само към усилвателя на мощността. Ако се използва двойно балансиран миксер, шумът ще намалее, чувствителността ще се повиши и шумоустойчивостта ще се подобри.

Двойните балансирани миксери са балансирани и на двата входа (изхода). Те потискат не само трептенията на локалния осцилатор, но и преобразувания сигнал, оставяйки само продуктите от тяхното смесване и по този начин осигурявайки чистотата на спектъра. Използването на такива миксери позволява да се намалят изискванията за почистващия филтър, включен в изхода на миксера, и дори да се изостави напълно чрез свързване на изхода на миксера директно към IF усилвателя, на изхода на който трябва да има основен избор филтър (например ЕМП или кварцов филтър). Значително по-високо ниво на сигнала може да се приложи към двоен миксер по време на приемане, тъй като рязко отслабва ефекта на директен сигнал или откриване на смущения, т.е. няма детекция без участието на трептения на локален осцилатор, какъвто е случаят в конвенционалния амплитуден детектор.

Най-често в аматьорските радиодизайни се използва двоен балансиран смесител, чиято диаграма е показана на фиг. 6. Нарича се още пръстен, тъй като диодите в него са включени, но в пръстена.

Когато работят в нискочестотни диапазони, високочестотните трансформатори се навиват, като правило, на феритни пръстени с размер K7x4x2 с магнитна пропускливост 600 ... 1000 с три усукани (3-4 усуквания на 1 cm дължина) PELSHO 0,2 проводника помежду си. Правят се приблизително около 25 завъртания (до пълно запълване на пръстена). При инсталиране на трансформатор неговите намотки се фазират съгласно фиг. 6 и 7.

Има две основни опции за включване на двоен балансиран миксер в трансивър. При първия сигналът преминава както при приемане, така и при предаване в една посока от входа към изхода на смесителите. Така например беше направено в добре познатите приемо-предаватели "Радио-76" и "Радио-76М2". Многобройни експерименти, проведени от автора, разкриват, че когато напрежението на хетеродина е по-малко от оптималното, чувствителността в режим на приемане се влошава значително, а при по-високо напрежение потискането на носителя в режим на предаване намалява значително (чувствителността също пада, но това е по-малко забележимо за ухото, отколкото в предишния случай). Качествената зависимост на основните параметри на трансивърите от нивото на напрежението на локалния осцилатор, подаван към смесителя, е показана на фиг. 8 (крива 1 - чувствителност по време на приемане, определена на ухо, 2 - чувствителност, измерена от устройства, 3 - потискане на носителя по време на предаване).

Във втория вариант сигналът в режим на приемане се подава на входа на балансирания смесител, а в режим на предаване - на изхода. С това включване се използва принципът на обратимост на миксера. Ето как RF пътят на трансивъра е описан в. Настройката на миксера в този случай също се свежда до настройка на оптималното хетеродинно напрежение и внимателното му балансиране. Специално трябва да се отбележи, че операцията по настройка не зависи от принципа на конструиране на радиочестотния път на трансивъра.

На първо място, трябва да настроите миксерите. Преди това двигателите на балансиращите резистори в тях са настроени на средно положение. След това GSS се свързва към жака на антената на трансивъра и хетеродинното напрежение на миксерите постепенно се увеличава. Сигналът от GSS се подава с ниво, превишаващо няколко пъти чувствителността на приемащия път. Необходимо е да се постигне приемане на сигнала. Ако няма генератор, операцията се извършва на ухо, като се получава сигнал от радиолюбителска радиостанция SSB или генератор на шум на ценеров диод с ниска мощност.

След това последователно регулирайте всеки от смесителите. Първо се избира оптималното хетеродинно напрежение. За да направите това, той постепенно се увеличава и се оценява на ухо: дали силата на приемане на GSS сигнала, радиостанцията или генератора на шум се увеличава. Както отбелязва авторът, с увеличаването на хетеродинното напрежение, приложено към миксера, обемът на слуховото приемане първо се увеличава, достига максимум и след това практически не се променя (фиг. 8, крива 1). Напрежението на хетеродина трябва да се настрои по такъв начин, че когато се намали леко, обемът на приемане спада, а когато се увеличи леко, не се увеличава. На практика това се осъществява чрез движение в малък диапазон на резисторния двигател, който контролира нивото на изходното напрежение на локалния осцилатор. Ако няма такава възможност в трансивъра, тогава устройството трябва да бъде модифицирано.

По правило емитерният повторител се включва на изхода на един или друг локален осцилатор. В този случай усъвършенстването се оказва много просто: постоянният резистор в емитерната верига на транзистора се заменя с неиндуктивен подстригващ резистор със същата стойност като постоянния.

След оптимизиране на напрежението на хетеродина, миксерите трябва да бъдат отново по-внимателно балансирани. RF миливолтметър или осцилоскоп се свързва към входа или изхода (в зависимост от конструкцията на трансивъра) и чрез преместване на плъзгача на резистора R1 и след това регулиране на кондензаторите C1 и C2 (виж фиг. 7), минимум на показанията се постига. Ако се използват устройства с висок входен импеданс, резисторите с близко съпротивление (в рамките на 50 ... 100 ома) трябва да бъдат свързани към входа и изхода на миксера.

Трябва да се даде предпочитание на балансиране към изхода на предавателния път. Разликата в баланса между входа и изхода на миксера трябва да е малка (няколко децибела). Ако достигне 10 dB или повече, това, като правило, е следствие от факта, че хетеродинното напрежение, приложено към миксера, е много по-високо от оптималното.

За да провери и балансира миксери, авторът създаде прости устройства. На фиг. 9, а показва схема на RF усилвател, към входа на който е свързан миксер, а към изхода е свързан високочестотен волтметър за груба настройка (фиг. 9, b), за фина настройка - RF сонда (фиг. 9, c). В същото време не е необходимо да инсталирате допълнителни резистори със съпротивление от 50 ... 100 Ohm в миксера.

Накрая миксерите се конфигурират, след като са инсталирани в трансивъра (той се поставя в режим на предаване). Първо устройството трябва да бъде настроено на режим на приемане. За да се предотврати смущението на шума от микрофона при балансирането, входът на усилвателя на микрофона е съединен накъсо. Първо се балансира най-нискочестотният миксер, а след това останалите по реда на сигнала, преминаващ през тях в режим на предаване, като се постигат минимални RF показания на манекен за натоварване (фиг. 10), свързан към усилвателя на мощността на трансивъра. След това коригирайте настройките на останалите възли. Препоръчително е да повторите тази процедура два или три пъти.

Владислав Артеменко (UT5UDJ), Киев. Украйна

ЛИТЕРАТУРА

1. Поляков В.Т. Радиолюбители за техниката на директно преобразуване. - М.: Патриот, 1990, с. 264.
2. Степанов Б. Измерване на малки радиочестотни напрежения. - Радио, 1980, N 7, с. 55-56.
3. Артеменко В. Прост SSB мини-предавател за 160 м. - Радиолюбител, 1994, N 1.c. 45, 46.
4. Артеменко В.А. Прост трансивър с EMF. - Радиолюбител, 1995, N 2, с. 7-10.
5. Бунин С.Г., Яйленко Л.П. Наръчник за любителски късовълнови вълни. - К .: Техника, 1984, с. 264.
6. Степанов Б., Шулгин Г. Трансивър "Радио-76". - Радио, 1976, N 6, с. 17-19, № 7, стр. 19-22.
7. Степанов Б., Шулгин Г. Приемопредавател "Радио-76М2". - Радио, 1983, N 11, с. 21-23, № 12, стр. 16-18.
8. Василиев В. Реверсивен път в трансивъра. - Радио, N 10, с.20,21.

(От австралийското списание "AmateurRadio" април 1988 г.)
Лойд Бътлър, VK5BR

Въведение

Човек трябва само да погледне изхода на миксера със спектрален анализатор, за да разбере, че миксерът е сложно устройство. Някои принципи на смесване и устройства за смесване ще бъдат обсъдени по-долу.

В модерното оборудване можете да намерите много етапи на смесване. Те са известни като устройства, които, когато им бъдат приложени сигнали с две честоти, дават допълнителни сигнали, равни по честота на сумата и разликата на сигналите, приложени към смесителя. Един от новообразуваните компоненти се избира от настроен лентов филтър (резонансна верига) и се подава за по-нататъшна обработка. Не трябва да се забравя, че останалите компоненти, както входни, така и получени, също присъстват в една или друга степен в изходния сигнал на миксера, те не са отишли ​​никъде, а просто са били намалени по амплитуда по време на селекцията. (Трябва да се отбележи, че входните сигнали, приложени към нелинейно устройство, което е миксер, образуват свои собствени хармоници, които също взаимодействат както помежду си, така и с оригиналните сигнали, подавани към миксера, получената сума и сигналите за разлика взаимодействат както един с друг, така и с оригиналните сигнали, техните хармоници и комбинирани сигнали, получени в резултат на взаимодействието на вече вторични сигнали: всеки сигнал взаимодейства с всеки, давайки все повече и повече нови честоти, така че на изхода на a нелинеен миксер има цял спектър от честоти с различни амплитуди, задачата на дизайнера се състои в потискане на входните сигнали (балансирано входно смесване), двубалансирани вериги с резонансни елементи на изхода допринасят в една или друга степен за потискане на нежеланите изходни сигнали на миксера - UA9LAQ).

Всички видове срещани проблеми могат да бъдат проследени до самия процес на смесване и ако се занимавате с проектиране на собствен апарат, задълбоченото разбиране на процеса на смесване ще ви бъде от полза. Следното е опит да се изследват основните принципи на смесването.

Принципи на смесване

Ако два сигнала с различни честоти се приложат към линейно устройство (например идеален усилвател), тогава те ще се появят на изхода му, сякаш нищо не се е случило, на собствените си честоти. За да смесим два сигнала, се нуждаем от устройство с „крива“ или нелинейна характеристика, като показаното на фиг. 1. Диаграмата показва сигнал с ниско ниво f1 с работна точка, зададена на две позиции: A и B. Имайте предвид, че изходното ниво fi е много по-високо в точка B, отколкото когато е зададено в точка A. Сега погледнете Фиг. 1. 2. В тази диаграма изместихме работната точка, като я настроихме между A и B, вторият сигнал от високо ниво fo, модулиращ амплитудата на сигнала fi. Думата "модулиране" не се използва тук в строго стриктния й смисъл за яснота, да предположим, че сигналът fi е носител, а сигналът fo се модулира с аудио честота, получаваме това, което се нарича амплитудна модулация. Ние ясно показахме, че амплитудната модулация е същият процес като смесването, компонентите на сумата и разликата във връзка с модулацията образуват странични ленти.

Следващото наблюдение трябва да се направи по отношение на нивата на сигнала fi и fo. Сигналът fo има по-високо ниво, следователно е по-податлив на образуването на хармоници на честотата fo, генерирани поради нелинейността на характеристиката на смесителя. Fi сигналът се поддържа доста нисък и заема малка част от характеристиката, която в първото приближение може да се разглежда като права линия, което показва, че хармоничното ниво на fi сигнала ще бъде малко. Това е нормалният начин за работа с миксер на приемник, където fi е входният сигнал, а fo е сигналът на локалния осцилатор. Входният сигнал се поддържа нисък, за да се сведе до минимум генерирането на хармоници и интермодулационни продукти с други източници на сигнал и хармоници fi поради извивката на миксера. Повече за това в следващите параграфи.

Анимация (умножение)

Да се ​​върнем към обсъждането на фиг. 2, процесът на смесване е математически специален случай на умножение. Ефективната амплитуда на сигнала fi се умножава по ефективната амплитуда на сигнала fo, следователно получените компоненти се наричат ​​продукти. Всичко, разбира се, изглежда смущаващо, тъй като знаем, че честотите, получени на изхода на миксера, са равни на сумата и разликата на честотите на сигналите, подавани към миксера. Но трябва да разберете, че се умножават само ефективните амплитуди, а не честотите, а самото явление може да се обясни с една от добре известните тригонометрични идентичности:

sin(A) sin(B) = (1/2) cos(A + B) - (1/2) cos(A - B) ... (1)

Можем да изразим ефективната амплитуда f1 и fo, както следва:

Ai.sin(2π.fi.t) и Ao.sin(2π.fo.t),

където Ai и Ao са техните съответни амплитуди и t = време.

Умножавайки ги с промяна в самоличността (1), получаваме следното:

Ai.sin(2π.fi.t).Ao.sin(2π.fo.t)= (1/2)AiAo(cos-cos)

Може да се види, че две нови косинусови функции (fo + fi) и (fo - fi) са формирани, за да заменят честотите на сумата и разликата. Разбира се, косинусовата вълна е същата синусоида, но изместена във фаза с 90 градуса.

Смесване на продуктите

Има много повече компоненти на изхода на миксера, отколкото само сумата и разликата от входовете. За да илюстрираме това на спектрален анализатор, нека сглобим проста верига за смесване на германиев диод (фиг. 3). Сигнал fo с напрежение от 1 Vpp се прилага паралелно с диода, което е достатъчно, за да измести работната му точка по протежение на диода кривата ток-напрежение и сигналът fi има ниво под 0,1 Vpp. Изборът на честоти от 150 и 200 kHz съответно за fi и fo няма никакво значение, освен за демонстрационни цели.

Ориз. 3. Прост диоден смесител

Ориз. 4. Честотен спектър на обикновен диоден смесител
(Напрежения на диоди: fo = 1 Vpp, fi = 0,1 Vpp)
Y-ос - 10 dB на деление.

Ориз. 4 инча три частипоказва изхода на миксера, когато към него се прилагат сигнали с честоти fo или fi и когато тези сигнали се прилагат едновременно за смесване. Обърнете внимание на високото ниво на хармоници от fo сигнала в сравнение с fi сигнала. Хармоникът 2fo е само с 20 dB по-малък от fo, докато хармоникът 2f1 е с 45 dB по-нисък от f1, а по-високите хармоници fi са дори по-малко забележими. Обърнете внимание също, че на изхода на миксера, когато се смесват, се формират не само сумата и разликата на честотите от fi и fo, но и сумата и разликата в произведенията от fo. (за да бъдем по-строги, същата се формира от честотата fi, но нивото на тези продукти е много по-ниско и често се отнася за шум - UA9LAQ).

Ако комбинираните продукти са нежелани, тогава тяхната опасност и степента на потискане зависи от това колко близо са те до изискваната (сума или разлика) честота, следователно честотната лента на филтъра, следващ миксера, с който сигналът с необходимата честота ще бъде избрани след смесване. Да кажем, че ще използваме компонента на изходната сума (fo + fi), тогава комбинационните честоти от по-високи порядъци, най-близки до него, ще бъдат: (fo - fi) и 3(fo - fi). При положение, че нивото им е ниско, няма да са голям проблем. Това, на което трябва да обърнете внимание, е високото ниво на сигнала с честота fo, по-просто: сигналът на локалния осцилатор, който е с 36 dB по-висок от комбинирания компонент (fo + fi) - общият IF сигнал, и 2fo в съседство с (fo + fi) и с ниво 16 dB над него.

На фиг. Фигура 5 показва какво се случва, ако увеличим нивото на сигнала fi до нивото fo. Нивата на получените компоненти на сумата и разликата ще растат, както и нивата на други продукти, плюс (вече с забележимо ниво) ще се появят сумата и разликата на произведенията на хармониците на честотата fi.

Ориз. 5. Прост диоден смесител
(Напрежения на диоди: fo = 1 Vpp, fl = 1 Vpp)
Y-ос - 10 dB на деление.

Поради специфичните честоти от 200 и 150 kHz, избрани за foandfi, някои от хармониците и комбинираните сигнали съвпадат по честота (увеличаване на амплитудата на тези компоненти чрез суперпозиция - UA9LAQ), както е видно от фиг. 5. (Например 2fo и (4fi - fo) съвпадат при честота 400 kHz). Това е илюстрирано на фиг. 6, където f1 е изместен надолу до 115 kHz, излагайки много повече компоненти, включително (4f1 - fo), които сега ще стоят на 260 kHz.

Ориз. 6. Прост диоден смесител.
(Напрежения на диоди: fo = 1 Vpp, fi = 1 Vpp)
fi сменен на 115 kHz
Y-ос - 10 dB на деление.

Ако вземем проблема с наличието на сигнал fo на изхода на миксера с ниво от 35 dB над необходимия комбиниран компонент, например общото: (fo + fi), тогава можем да приложим балансиран миксер и да го изравним входен компонент. За да се демонстрира това, индустриален смесителен блок с два баланса тип CM1 (фиг. 1) беше инсталиран на тестов стенд и към него бяха приложени сигнали със същите честоти от 200 kHz (fo) и 150 kHz (f1). Полученият спектър е показан на фиг. 8. Може да се види, че сега нивото на двата сигнала, f1 и fo, е под нивото на компонента на комбинираната сума (fo + fi) с 35 dB. Смесителите за баланс са разгледани по-долу.

Ориз. 7. Двоен балансиран рингов миксер тип CM1.

Ориз. 8. Честотен спектър на двоен балансиран смесител.

Видове смесване

Смесителите могат да бъдат разделени на работещи в непрекъснат нелинеен режим (фиг. 2) и ключови.

Типичен миксер от първия тип е двойната FET верига, показана на фиг. 9. PT има квадратична характеристика, която може успешно да се използва за смесване. Поради високия входен импеданс, FETs изискват малко входна мощност, отделните портове осигуряват добра изолация между двата смесени сигнала.

Ориз. 9. Смесител на полеви транзистор с две врати с изолирани врати в непрекъснат нелинеен режим.

Повечето смесители на биполярни транзистори и лампи работят в непрекъснат нелинеен режим. В сравнение с квадратичния закон на FETs, биполярните транзистори и полупроводниковите диоди имат експоненциални характеристики, а вакуумните тръби се подчиняват на 3/2 степенен закон (оставям оригиналното изречение изцяло за яснота: В сравнение с квадратичния закон на MosFET, биполярният транзистор и наполупроводниковият диод има експоненциална характеристика, а вакуумната тръба - степенен закон 3/2. – UA9LAQ).

Квадратната характеристика на FET е по-приемлива, тъй като генерирането на хармоници при нея е теоретично ограничено до втори ред. Това може да се установи чрез друга добре известна тригонометрична идентичност:

cos(2A) = 1- 2sin 2 A и

Sin 2 A = (1/2) (1 + cos(2A))

Следователно, ако поставим на квадрат входния компонент f, изразен като Af.sin(2π.f.t), получаваме:

2 = (1/2)Af 2

Получаваме честотата - 2f (втора хармонична), други няма. Това също означава, че в нашия квадратичен миксер продуктите от по-висок ред са ограничени до трети ред: (2fo + fi) и (2fi + fo).

За да сравним експоненциалното поведение на биполярен транзистор или диод с това, можем да разширим експоненциалната функция, използвайки серията на Тейлър:

e x = 1 + x + x 2 /2! + x 3 /3! + x 4 /4! и т.н.

Замествайки x = sin (2π.f.t) и получаваме следното:

sin(2π.f.t), sin 2 (2π.f.t), sin 3 (2π.f.t), sin 4 (2π.f.t), и всъщност всички степени са равни на sin(2π.f.t).

Видяхме, че квадратен синусоидален сигнал дава втория хармоник, сега разглеждаме компонента на кубичен синусоидален сигнал (кубичната характеристика има експоненциална форма - UA9LAQ). За да направим това, използваме третата тригонометрична идентичност:

sin(3A) = 3sinA - 4sin 2,3A

Преобразуването на формата ще даде:

sin 3A = (3/4)sinA - (1/4)sin(3A)

Като заместим 2π.f.t = A, получаваме sin , което следва от дефиницията на куба на синусоидата на експоненциалната функция, което потвърждава генерирането на третия хармоник.

Без да навлизаме в други математически подробности, можем да предвидим, че се развива модел, при който всяка добавена мощност sin(2π.f.t) дава съответно увеличение в реда на хармониците. Ако приемем, че това е вярно, може да се заключи, че експоненциалният отговор на биполярен транзистор или полупроводников диод произвежда хармоници от всички порядки, в сравнение с квадратичния отговор на IGFET, който произвежда само втори хармоници.

Ключови миксери

На второ място в класификацията помислете за ключовите миксери. Тези миксери работят чрез превключване на входния сигнал (f1) от едно състояние в друго (включено-изключено) по време на всеки половин цикъл на управляващия сигнал (fo). Ориз. 7 показва двойно балансиран ключов миксер, в който диодите служат като ключове. Диодите се отварят по двойки, в зависимост от полярността на подаденото към тях напрежение с честота fo и това всеки път обръща фазата f1. Процесът на превключване е илюстриран на фиг. 10 и 11: първата показва случая, когато честотата fi е по-висока от fo, втората показва fi под fo. Сигналът, fi, всъщност се умножава по правоъгълни импулси с честота на повторение fo, със съответната амплитуда, и дава следните основни и хармонични компоненти:

(4/π)----------------(2)

Това означава, че fi се умножава с основната честота fo и всички нейни странни хармоници. (Имайте предвид, че идеалната квадратна вълна не съдържа четни хармоници).

Ситуацията е опростена, тъй като правоъгълните импулси имат само две състояния (по амплитуда и в идеалния случай - UA9LAQ), едно и минус едно (логически нива - UA9LAQ), така че за да умножите по fi, трябва да умножите fi и по едно и с минус едно, което означава обръщане на фазата fi, при всяка промяна на поляритета fo.

Миксерът се определя като двубалансиран, защото и двата входни сигнала са балансирани (взаимно отменени - UA9LAQ) по отношение на изхода. Потискането на нивото на входните сигнали беше споменато по-рано и илюстрирано на фиг. 8.

Ориз. 10.
Двоен балансиран миксер. Превключване на сигнал с честота f1 чрез сигнал с честота fo (fi е по-висока от fo).

Ориз. единадесет.
Двоен балансиран диоден смесител. Превключване на сигнал с честота fi чрез сигнал с честота fo (fibelow fo).

Друг тип диоден ключов миксер е еднобалансираният полукръгъл миксер, показан на фиг. 12. В тази схема диодите се включват и изключват по време на противоположни полувълни на сигнала (напрежение) с честота fo, както е показано на фиг. 12. 13. В този случай не можем да заключим, че сигнал с честота fi (и амплитуда Ai) се умножава по правоъгълни импулси с честота на повторение fo и амплитуда единица, говорим за DC отместване с амплитуда единица. Въпреки това, умножавайки по входните компоненти, получаваме следния резултат:

Ai.sin(2π.fi.t).(1 + [правоъгълна импулсна поредица (2)])

DC отместването се заменя с единица и умножавайки това по Ai.sin (2π.fi.t), замествайки сигнала с честотата fi, получаваме сигнал със същата честота fi, следователно fi не е балансиран по отношение на изхода на този миксер. Напротив, превключващият сигнал с честота fo е балансиран и оттам и името на миксера е еднобалансен.

Ориз. 12. Единичен балансен миксер (половин пръстен).

Ориз. 13. Еднобалансен диоден смесител.
(fi се умножава по напрежението на превключване fo, амплитудата на сигнала е равна на амплитудата на напрежението на превключване).

Изход

Степента на изолация на входния сигнал в балансиран смесител се определя от внимателното балансиране на трансформатора и съгласуването на диодите. В зората на ерата на полупроводниците някои телефонни системи използваха токоизправители Cuprux. Съвременните балансирани смесителни модули, които също са подходящи за използване на VHF и микровълнова печка, включват високоскоростни диоди, характеризиращи се с ниско напрежение върху тях в проводящо състояние, нисък обратен ток, нисък собствен капацитет и много висока стойност на максимално използваемия честота.

Диодите от всички видове имат "извита" характеристика на включване (начална секция) и въпреки това могат, строго контролирани от сигнала fo, да работят в частично непрекъснат нелинеен режим. В спектъра на балансирания смесител, показан на фиг. 8, четните хармоници fo ясно показват, че няма перфектно превключване на квадратни вълни.

Диодно балансираните смесители работят много добре, но имат по-скоро загуби от преобразуване, отколкото печалба. Те също са устройства с нисък импеданс и изискват вериги с източник с нисък импеданс, за да работят с тях. Поради тези характеристики на диодите често се използват биполярни или биполярни активни смесители. полеви транзистори. Тези миксери имат усилване на преобразуването и могат да се справят с вериги с по-висок импеданс.

Диаграмата на активен балансиран миксер, построен от автора за използване в трансивър, е показана на фиг. 14. В този случай SSB сигналът беше смесен с носител с честота 21 MHz, за да се получи IF от 17 MHz (преобразуване нагоре). Спектърът на този миксер е показан на фиг. 15. Този миксер работи в непрекъснат нелинеен режим, сигналът fo кара напрежението на затвора да промени тока на изтичане в голяма част от характеристиката на изтичащия ток спрямо напрежението на затвора. Точният баланс на усилването на транзистора се постига чрез диференциално регулиране (настройка) на изтичащите токове с потенциометър, който контролира отклонението в веригата на източника.

Ориз. 14. Балансиран миксер на PT.
T1 - 10 навивки с троен проводник на пръстен Philips 97120, μ = 2300
T2 - 8 навивки с троен проводник на пръстен Philips 97160, μ = 120

Ориз. 15.
Спектрален анализ на балансиран смесител на FET.

Активните балансирани смесители могат да работят и в режим на превключване, към който могат да бъдат превключени чрез увеличаване на нивото на сигнала fo до точката, в която изходният ток превключва между две нива: нула (изключено) и ток на насищане (включено). В какъв режим трябва да работи миксерът се определя от нивото на напрежение fo и до известна степен от настройката на първоначалното входно отклонение.

Смесване на преобразуване нагоре и надолу

Можете да зададете въпроса: къде се използва предимно балансираният смесител спрямо небалансирания? Един отговор на въпроса се крие в това колко трудно е да се премахне референтната честота чрез настройка или филтриране. В случая, показан на фиг. 14, носещата с честота 21 MHz е разположена достатъчно близо до избрания компонент - IF честота 17 MHz и е избрана балансирана схема, тъй като в противен случай има опасност от остатъчно (опасно) ниво на сигнала от референтната честота (честота на локалния осцилатор) в изходния сигнал (PC).

От друга страна, същото честотно преобразуване се изисква, когато 17 MHz се преобразува в 4 MHz IF, като се използва същото напрежение на локалния осцилатор от 21 MHz. В този случай обаче честотата от 21 MHz е далеч от IF от 4 MHz и може лесно да бъде филтрирана, а конвенционалната схема на смесител с двоен порт на FET, показана на фиг. 2, може да се използва като смесител. 9.

Трябва да се подчертае, че балансиран миксер е желателен във всички случаи с преобразуване нагоре, както обикновено се прави в SSB предавателите, преобразуването надолу, което се среща най-вече в приемниците, е по-малко критично за това изискване. Друг пример за приложение на балансиран миксер е амплитуден модулатор, който извежда двустранично потиснат носещ сигнал. Сигналът f1 тук е аудиосигналът (от микрофонния усилвател), а носещият сигнал (референтната честота) fo е балансиран (потиснат). В този случай миксерът обикновено се нарича балансиран модулатор. Не забравяйте, че споменахме по-рано, че смесването и амплитудната модулация са един и същ процес. Балансираният модулатор е първият етап в SSB предавател, където се получават две странични ленти на сигнала, едната от които по-късно се отстранява от селективен филтър.

Интермодулационни продукти

Тъй като нашето смесително устройство работи в нелинеен режим, за да изпълнява функцията на миксера, то също така генерира интермодулационни продукти от нежелани сигнали, влизащи в неговия вход. Продуктите могат да възникнат в резултат на смесване на нашия сигнал fi (който сега ще наричаме f1) с друг сигнал f2 или в резултат на смесване на напълно различни сигнали f2 и f3. Най-притеснителни за нас са така наречените продукти от трети ред (2f1-f2) или (2f2 - f1). Те са най-опасни, защото са най-близките интермодулационни продукти до f1 по честота.

Нека вземем честотата на желания сигнал f1 равна на 14.200 MHz, а другият сигнал f2 има честота 14.300 MHz. В този случай продуктите от трети ред ще имат честоти от 14.100 и 14.400 MHz. Да приемем също, че има трети сигнал C при 14,400 MHz и изчислете интермодулационните продукти от третия ред от f2 и f3, т.е. (2f2 - f3) и (2f3 - f2). От това получаваме 14.200 и 14.500 MHz, като първата стойност е същата като честотата на желания получен сигнал f1, което ще причини смущения.

Намеса намеса може да бъде сериозен проблеми следователно един от параметрите на смесителя е нивото на неговите продукти от трети ред на изхода спрямо нивото на необходимия общ или диференциален компонент.

Точка на прихващане от трети ред

Беше споменато по-горе, че за да се намали нивото на интермодулационните продукти, е необходимо входният сигнал fi да е на ниско ниво. Нека разгледаме това твърдение:

Да приемем, че сме подали два синусоидални сигнала с еднаква амплитуда на входа на нелинейно устройство. Забележете нивата и ги увеличете с коефициент 3,16 (или 10 dB). Поради нелинейността, изходното усилване няма да бъде същото като входа, но изходният спектър може да бъде преобразуван в два основни честотни компонента f1 и f2 и други компоненти, които могат да бъдат анализирани отделно. Сигналите на основната честота трябва да нарастват линейно, в противен случай те няма да бъдат основни, следователно техните изходни напрежения трябва да се увеличават със строго предложена стойност спрямо входа (т.е. 3.16). Други компоненти ще бъдат описани с различни уравнения.

Преди се позовахме на тригонометричната идентичност: cos(2A) - 1/2(sin**2A) и показахме, че вторите хармонични компоненти са свързани с квадратната функция на синусоидата, от тук можем да заключим, че вторите хармонични компоненти 2f1 и 2f2 следват входното ниво на квадратната функция. Разбира се, в нашия случай ние се интересуваме повече от нивото на продуктите от трети ред, резултатите от умножаването на 2f2 по f1 и 2f1 по f2. Когато fi и f2 са равни по амплитуда, резултатът ще бъде, че продуктите от трети ред (2f2 - f1) и (2f1 - f2) следват кубична зависимост по отношение на входните нива. Ако обобщим нашата промяна с 3,16 пъти в таблица във форма на децибели, тогава получаваме следното:

Промяна на входното ниво - 20 LOG 3.16 - 10 dB

Промяна в изходното ниво на основните честоти - 20 log 3.16 = 10 dB

Промяна в изходното ниво на продукти от трети ред = 20 log 3.16**3 = 30 dB

(цитирам знаците както в оригинал - UA9LAQ).

Тъй като IM продуктите нарастват по кубичен начин, за разлика от линейния за основните сигнали, колкото по-високо е нивото на входните сигнали, толкова по-голямо е съотношението между нивото на IM продуктите и основните сигнали. Теоретично има момент, в който нивото на интермодулационните продукти е равно на изходното ниво на основните сигнали. Тази точка се нарича пресечна точка от 3-ти ред и често е посочена в спецификациите на миксера.

За да измерим тази точка, нека сглобим стойката, показана на фиг. 16. Към входовете на миксера са свързани два калибрирани генератора на сигнали с еднакво ниво на сигнала, към входа на миксера е свързан калибриран спектрален анализатор. Тъй като устройството е миксер, както главният, така и продуктите от трети ред се изместват по честота със стойност (честота на локалния осцилатор). В случая на фиг. 16, ефективни изходни компоненти: желан IF сигнал (fo - f1) и компоненти от трети ред и

Ориз. 16.
Тестова стойка за изследване на миксери.

Ориз. 17. Характеристики на работата на миксера на 3N140. Показано е пресичането на интермодулационния продукт от трети ред.
DR = динамичен диапазон по отношение на нивото на неразличими интермодулационни продукти.

На фиг. 17 показва кривите на смесителя за 3N140 в резултат на изследването с фиг. 16. За да се постигне това, входните нива трябваше да бъдат зададени така, че интермодулационните продукти от трети ред да съответстват на нивото на шума. Използван е спектрален анализатор за визуално разделяне на различните компоненти един от друг и измерване на техните нива. Всичко, което трябва да се вземе предвид, са нивата на необходимите входни и изходни сигнали и нивото на интермодулационните продукти. Доста лесно е да продължите криви, базирани на линейна и кубична зависимост (докато се пресекат). В децибелна форма се образуват две линии с различен наклон. Желаният сигнал се увеличава на изхода с 10 dB, с увеличение на входа с 10 dB. Интермодулационните продукти от трети ред (IMD) се увеличават с 30 dB за 10 dB увеличение на входа. За да потвърдите резултатите от изследването, можете да повторите експеримента няколко пъти с различни нива на сигнали.

В даден момент линиите ще се слеят, маркирайки точката на пресичане на интермодулация от трети ред. Специално трябва да се отбележи, че тази точка е теоретична и никога не може да бъде достигната на практика, тъй като миксерът ще влезе в режим на компресия на сигнала, преди тази точка да бъде достигната. Определянето на тази точка е полезно, тъй като и двете характеристики, линейна и кубична, могат да бъдат възстановени с помощта на съответните модели: линейна и кубична зависимост.

Ниво на шум и динамичен диапазон

С помощта на оборудването от фиг. 16, можете да зададете друг важен параметър на миксера - нивото на прага на шума на неговия изход. Както бе споменато по-горе, колкото по-ниско е нивото на входния сигнал, толкова по-ниско е нивото на интермодулационните продукти. Въпреки това, колкото по-ниско е нивото на входния сигнал, толкова по-ниско е съотношението сигнал/шум. (Тук са „ножиците“, които ограничават динамичния диапазон на миксера: отдолу - шум, отгоре - интермодулация - UA9LAQ).

На фиг. 17 нивото на шума е обозначено като 0 dB на изхода и тази информация, заедно с нивата на сигнала и интермодулационния продукт, се превежда в друга форма, показана на фиг. 18. Тук показваме съотношението сигнал/шум като функция на нивото на входния сигнал на едната крива и съотношението сигнал/интермодулационен продукт като функция на входния сигнал на другата. Обърнете внимание, че тук има оптимално ниво, където кривите се пресичат и където изходното ниво е с 50 dB по-високо от шума и IM продуктите.

Ориз. 18. Миксер за 3N140.
Сравнение на сигнал/шум и сигнал/интермодулационни продукти.

За нива на сигнала под точката на пресичане на IMD, продуктите са под нивото на шума. Това също е показано от пунктираната линия на фиг. 17. Дължината на тази линия също е динамичният диапазон (DR) на миксера, където не откриваме никакви интермодулационни продукти. Имайте предвид, че тази цифра е 50 dB и две трети от разликата между пресечната точка от 3-ти ред и нивото на шума (75 dB). Съгласно линейните и кубичните закони на двете криви, съответно, динамичният обхват (в dB) винаги може да се определи като 2/3 между пресечната точка и нивото на шума.

Високият динамичен диапазон е безспорно важен, когато се използва миксер в суперхетеродинен приемник, който работи с широк диапазон от нива на входния сигнал. За задоволителна производителност най-слабият сигнал трябва да бъде усилен от RF усилвателя до ниво, което е над нивото на шума на миксера, но не твърде много, за да се избегне въвеждането на интермодулационни продукти от силни сигнали. при което, максимално нивонежеланите сигнали също трябва да са в динамичния обхват на приемника. Ако това не е така, изчакайте появата на интермодулационни продукти. За високи нива на сигнала е необходимо да се осигури по-ниско усилване на сигнала в URF, да се приложи контрол на усилването на RF (или (и) да се осигури на приемника атенюатор на входа - UA9LAQ).

Друг фактор, който трябва да се спомене е, че нивото на шума зависи от честотната лента: пропорционално на нея, следователно: нивото на шума и динамичният обхват също са функции на честотната лента на системата. Относно фиг. 17 и 18, измерванията са направени на базата на FM честотна лента от 15 kHz. Ако честотната лента беше 3 kHz - SSB, тогава нивото на шума би било със 7 dB по-ниско, а динамичният обхват ще се увеличи със същата сума.

Резултати

Крановете могат да бъдат класифицирани, както следва:

1. Работа в непрекъснат нелинеен режим или работа в ключов режим.

2. Небалансиран или балансиран, при който единият или двата входни сигнала са балансирани спрямо изхода (потиснати и не присъстват на изхода на миксера - UA9LAQ).

3. Смесители, които имат усилване при преобразуване и миксери, които имат загуби при преобразуване.

Смесителите обикновено работят с изместване работна точкачрез опорен сигнал fo по целия нелинеен участък от характеристиката на смесителя, с ниско ниво на входния сигнал f1, достатъчно, за да осигури, от една страна, ниско ниво на шум, и, от друга страна, минимизиране на интермодулационните продукти.

Нивото на продуктите на смесване от трети ред нараства пропорционално на куба на нивото на входния сигнал (и изхода). Ефективността на миксера като функция на нивото на входния сигнал може да се определи от пресечната точка от трети ред и нивото на шума.

Това, което е представено в тази статия, е проучване на това как работят миксерите и някои идеи как да ги управлявате. Допълнителна информация за практическото приложение на тези устройства може да бъде намерена в справочници, като тези, публикувани от ARRL (Американската радиорелейна лига).

Безплатен превод от английски с разрешението на автора: Виктор Беседин (UA9LAQ) [имейл защитен]Тюмен март 2005 г

На изхода има не само продукти за преобразуване, но и сигнал на локален осцилатор. Идеалният изходен умножител не трябва да има този компонент в спектъра на изходния сигнал. За да се отстрани този компонент на изходния сигнал, обикновено се използва двутактна схема, наречена балансиран миксер. Диаграмата на диоден балансиран смесител е показана на фигура 1.

Фигура 1. Диаграма на диоден балансиран смесител.

В тази верига токовете, причинени от локалния осцилатор ( азг) протичат през намотките на входния и изходния трансформатори в противоположни посоки, така че те взаимно се компенсират на входа и изхода на веригата на смесителя. В резултат на това изходният ток, причинен от напрежението на локалния осцилатор, е значително намален. Точно по същия начин се компенсира токът на локалния осцилатор във входната верига на смесителя. Заедно с тока на локалния осцилатор в изходния сигнал на балансирания смесител, всички негови нечетни хармоници се потискат едновременно.

За съжаление, не е възможно напълно да се компенсира токът на локалния осцилатор на изхода на балансиран смесител поради неточността на амплитудата на трептенията на локалния осцилатор във всяко от рамената на диодния смесител. В допълнение, тези токове са леко извън фаза, но намаляването на нивото му с 40 dB може значително да подобри работата на честотния преобразувател и да ги доближи до тези на идеалния умножител на сигнала.

Фигура 2 показва група от графики, които позволяват да се оцени дълбочината на потискане на сигнала на локалния осцилатор в зависимост от дисбаланса на балансираните рамена на смесителя по амплитуда и фаза.

Фигура 2. Семейство от зависимости на потискането на сигнала на локалния осцилатор от дисбаланса на рамената на балансирания смесител по амплитуда и фаза

Спектърът на сигнала на изхода на диоден балансиран смесител е показан на фигура 3.

Фигура 3 Спектър на сигнала на изхода на диоден балансиран смесител

В схемата на диодния балансиран честотен преобразувател, показан на фигура 1, има два трансформатора с кран от средната точка. Такива трансформатори са трудни за производство структурно, така че в някои случаи се използва схема на балансиран честотен преобразувател, в която на изхода се използва конвенционален трансформатор, който просто довежда изходния импеданс на честотния преобразувател до стандартна стойност от 50 ома. Подобна схема на балансиран честотен смесител е показана на фигура 4.

Фигура 4 Диаграма на диоден балансиран смесител с трансформатор с едно отвод

В тази верига токът на локалния осцилатор се затваря в пръстена на балансирания смесител и практически не се разклонява в веригата на натоварване. Тази схема е асиметрична на входа и изхода, а трансформаторите позволяват да се приведат стандартните съпротивления на източника на сигнала и натоварването (равно на 50 ома) до съпротивлението на диодния преобразувател, при което се постига максимален коефициент на предаване.

В момента миксерите най-често се изработват под формата на готови интегрални схеми. Това решение ви позволява да се справите с минимум външни шарнирни елементи. Най-добрите параметри на качеството на микросхемата се получават при използване на поликор субстрат, върху който са монтирани неопаковани елементи или елементи, предназначени за повърхностен монтаж (smd-елементи). Фигура 5 показва снимка на чипа на миксера със свален капак.

Фигура 5. Дизайн на балансиран смесител на полеви транзистори.

Литература:

Заедно със статията "Балансирани миксери" прочетете:

Истинските миксери са трудни за анализ и затова тяхната производителност се определя от много параметри...
http://website/WLL/ParSmes.php

Обикновено операцията по умножаване на два аналогови сигнала се извършва поради характеристиката ток-напрежение на нелинеен елемент ...
http://website/WLL/Smes.php

В диоден преобразувател два сигнала се прилагат едновременно към входа на нелинеен елемент, който е диод ...
http://website/WLL/DiodSmes.php

За да се намали нивото на радиосигнала на изхода на честотния преобразувател, веригата на пръстеновидния миксер позволява ...
http://website/WLL/KolSmes.php

В някои случаи в суперхетеродинен приемник е много трудно да се изпълнят изискванията за потискане на честотата на канала на изображението и съседния канал едновременно ...
http://website/WLL/kvSmes.php